经典和现代接收机体制<话题通讯电路>

摘要

本文是对宽带无线通信系统中使用的几种经典和现代无线接收机架构的综述。 重点在于适合于集成在单个硅芯片上的配置。 充分了解本文中讨论的设计权衡，对于进一步了解本文的姊妹篇 “分层 QAM：光谱高效无 DC 调制方案” 中提出的新调制方案非常有必要。

介绍

最近射频（RF）收发机应用的激增伴随着一些以低功耗，低成本，小尺寸，高速数据传输为目标的大胆设计。这些设计目标是对于更好的便携性和可承受性以及对更高速数据通信不断增长的需求所造成的。这些目标以及通常的带宽限制不仅需要高可集成的收发机架构，还要求带宽有效的调制方案。
为了满足更好的便携性和可承受性的需求，最近的研究一直侧重于单片收发机架构的发展，特别是使用低成本互补金属氧化物半导体（CMOS）技术。这种方法提供了将模拟和数字电路集成在同一芯片上的可能性。 此外，使用新系统和电路设计技术有助于最高级别的接收机和发射机集成。已经提出了各种合适的结构用于在深亚微米 CMOS 技术中实现。
在本文中，我们回顾了几种经典的和最近提出的接收机架构，并讨论了它们的优点和缺点。在本文的姊妹文章中，介绍了一种适用于高可集成接收机架构的新型频谱高效无直流调制方案。

背景：实复混频

为了准备接收机架构的主要讨论，回顾一下与下变频相关的镜像带问题，这是任何 RF 接收机中的基本操作。用信号的复数表示和复混频来完成，这项技巧对于本文的姊妹文章中的讨论也非常有效。

通常，通过将信号与诸如 cos（2pfLOt）的正弦波相乘（混合）来执行通带信号的频率下变频。在图1中显示了正弦波与信号的中心频率相同和不同的两种情况。 figure_1.png 注意，对于实信号，负的和正的傅里叶分量是彼此的复共轭。 时域中的乘法等效于频域中的卷积。 由于正弦曲线的傅立叶变换包含两个在频率轴上零点附近对称的等振幅脉冲，所以混频器输出信号的频谱是输入信号频谱的正偏移和负偏移的叠加。 如图 1 所示，在频率混频带周围对称的两个频带会被下变频到相同的输出频带。 将其混合后叠加在所需信号频带上的不需要的输入信号频带称为镜像频带。需要在混合操作之前抑制镜像频带中的任何信号。这是通常在混频器之前的镜像拒通（IR）滤波器的任务。 在混频频率等于输入信号的中心频率的特殊情况下，镜像频带与信号频带相同，并且不能使用滤波消除镜像。 请注意，使用实正弦波的混频操作会产生高于混频频率的附加信号。 在典型的接收机中，这些高频分量（图 1 中未明确示出）通常用低通滤波器滤除。

由于实正弦波的频谱在正负频率分量都包含一个脉冲的情况，所以又出现了先前讨论过的镜像问题。避免这种情况的一种方法就是将信号和一个复指数信号混频，也就是exp（-j2pfLOt），其只有一个频率分量，在这种情况下，是一个“负频率”（-fLO）。虽然所有的物理信号都是实信号，但复信号是一对实信号非常方便的数学表示。一个复信号， x(t) = xr(t) + jxi(t)，由一个实部和虚部组成， xr(t)和xi(t)，xr(t)和xi(t)又分别是实信号，j=√（-1）。
复信号根据复数算法的规则进行处理。 一般来说，它们可以具有完全不同的负频率和正频率分量。举个例子，复指数信号 exp(-j2pfLOt) =cos(2pfLOt) – jsin(2pfLOt),只有一个负的频率分量。因此，把一个实信号和这个复指数信号混频会产生一个频谱是实信号频谱搬移版本的复信号。理论上讲，这消除了由于和实正弦信号混频时频率搬移产生的镜像问题。
将实信号与复指数信号混合的倍频器的实现需要两个实数乘法器，如图 2所示

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混频器输出的实部和虚部称为下变频信号的同相（I）和正交（Q）分量（因为余弦和正弦正交）。在图2中，复数指数的频率被选择为与通带信号的中心频率相同，与图 1 中的情况 2 进行比较。 在这种情况下，没有与复合混频器相关联的镜像问题。 如下节所述，这种基本属性用于零差接收机。现在，考虑把两个复信号混频的一般情况s x(t) = xr(t) + jxi(t) 和 z(t) = zr(t)+ jzi(t):

x(t) · z(t) = (xr(t) · zr(t) – xi(t) · zi(t)) +j(xr(t) · zi(t) + xi(t) · zt(t)).
使用四个实混频器的这种复合混合器的实际实现如图 3 所示。 复混合用于 IR 混合器。 这些混频器在一些最近提出的接收器架构中使用，稍后讨论。

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在一些情况下，只有复混频器输出的实部或虚部是真正令人感兴趣的。 一个例子就是正交幅度调制（QAM）系统调制器。 可以有效地实现提取复混频器输出的实部（或虚部），如图 4 所示。 这里，复合混频器由两个实混合器和一个加法器来实现。

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作为最后一点，应该提到的是，在分析不需要的镜像分量的接收机时，通常需要隔离接收信号的正和负频率分量。 图 5 示出了用于将任意复信号转换为仅包含原始信号的正频率分量的系统的框图。 在该图中，具有传递函数 - j·sgn（w）的方块是大家都知道的Hilbert变换器，其输入信号相位对于正频率偏移 - 90°，对于负频率将偏移+ 90° 。

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接收机体制

目前使用的大多数无线收发器都是基于传统的外差架构。 这些收发器具有良好的性能，但是由于昂贵和不可集成的 RF 和中频（IF）滤波器，因此生产成本高昂，需要相对较大的外形。 在本节中，我们简要介绍了传统的外差接收机拓扑结构以及其他一些最近开发的接收机架构，并讨论了它们的优缺点。 对于每个特定的接收机架构，存在基本上相同的基本构造块的相应的发射机架构。 有个例外是发射机功率放大器，尽管很重要的但是超出了本文的范围。 因此，在我们的回顾中，我们专注于接收机结构。 发射机架构的进一步讨论可以在这里找到。

常规外差接收机

目前大多数商用射频收发器利用传统外差架构的一些变体。 在外差接收机中，如图 6 所示。 如图 6 所示，RF 前端（预选）滤波器用于去除带外信号能量以及部分拒通镜像频带信号。 在预过滤之后，接收到的信号被低噪声放大器（LNA）放大。 跟随 LNA 的红外滤波器进一步衰减镜像频带的不需要的信号。 然后 IR 滤波器输出端的期望信号通过与本地振荡器（LO）的输出叠加（混频）从载波频率下变频到指定的 IF。 通常，在外差接收器中，通过诸如高品质因子（Q）电感器和变容二极管的分立元件实现高性能，低相位噪声压控振荡器（VCOs）来用作本地振荡器。

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在混频器的输出端，通常采用可编程增益 IF 放大器的 IF 滤波器选择所需的信道，并减少后续接收机模块的失真和动态范围要求。 信号可以移位到基带并进行解调，如图 6 所示。 或者进一步下变频到较低的 IF，然后转移到基带并进行解调。
由于在载波频率下，期望的频带和镜像频带被分离两倍 IF 的频差，因此希望选择高一点的 IF 以减少对 IR 滤波器的要求。 事实上，如果 IF 选择得足够高以使预选 RF 滤波器能够充分地衰减镜像频带，则可以将 LNA 的输出直接连接到混频器而不使用 IR 滤波器。 另一方面，由于外频系统中的频道选择是在 IF 完成的，所以低 IF 允许使用较高质量的频道选择滤波器。 因此，IF 的选择取决于镜像抑制与频道选择之间的权衡。 其他影响 IF 选择的因素是不同频率的商业滤波器的可用性和物理尺寸。
通常，外差系统中使用的所有滤波器都是高 Q 分立元件滤波器，例如表面声波（SAW）或陶瓷滤波器。 与其他集成度更高的接收机架构相比，外差接收机在选择性方面具有优越的性能（接收机能够将载波频率周围的期望频带与其他频率接收的信号分开的能力）更高的灵敏度（接收机的最小信号在接收机输出端具有足够的信噪比（SNR）的输入）。 这是通过使用高 Q 值分立元件实现的。
使用高 Q 值元件确实带来一些缺点。 一个主要的限制是片外 IR 滤波器具有低输入阻抗。 这需要针对前面的 LNA 的高驱动能力，不可避免地要对放大器的增益，噪声系数，稳定性和功耗之间进行更为严格的权衡。 此外，这些高 Q 值滤波器在集成解决方案中在高频下是很难实现的，有些不切实际的主要原因是集成电感器最多只有中等 Q 因子。 此外，外差接收器的窄带离散分量 IF 信道选通滤波器将特定要求定制到特定标准。

直接转换架构

直接转换，也称为零差或零中频转换，是将 RF 信号直接下变频到基带的自然方法。 或者，可以想到选择 IF 为零。 这种架构如图 7 所示，在基带中进行低通滤波以抑制附近的干扰源并选择所需的信道。在典型的幅度和相位或频率调制信号中正交下变频（I 和 Q 通道）是必需的，因为通常 RF 频谱的两个边带是不同的。 与实正弦信号混合将导致传输信息的不可逆转的损坏。 注意，正交下变频等效于实复混合，先前讨论过（figure_2）。

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零差结构相对于外差结构具有几个基本优点。 中间的 IF 级被消除，并且不需要 IR 滤波器。 此外，也不需要庞大的片外 IR 滤波器可以消除驱动低阻抗负载的 LNA 。 在非零 IF 下的通道选择和随后的放大功能被低通滤波和基带放大所代替，这些特点适合单片集成。
尽管适用于更高程度的集成，但是，零差接收机加剧了一些不存在或在外差接收器中不严重的问题。 接下来，我们将简要回顾一下这些问题。

直流偏置

也许最严重的问题是零差接收机的基带部分的直流偏置。 这些无关的偏置电压可能会损坏所需的信号（和 / 或）饱和以下阶段。除了信号路径电路中通常的元件失配之外，它们还会因为本地振荡器或带内干扰源的自混合现象而产生。
为了更好地了解这些偏置的来源，考查图 8 所示的接收信号路径。首先，LO 端口与混频器和 LNA 的输入之间的隔离并不完美，从 LO 端口到另一个混频器输入端和 LNA 输入端都有一定数量的馈通。这被称为 LO 泄漏，这种效应源自电容和衬底耦合，并且如果 LO 信号通过接合线耦合由外部提供。出现在 LNA 和混频器的输入端的泄漏信号现在与原始 LO 信号混合，从而在混频器输出端产生直流分量。该 LO 自混合现象可能相当严重，并且当 LO 信号通过天线泄漏时发生时变直流偏置，被辐射并从附近的物体反射回接收器。如果一个大的带内干扰源（RF 预选滤波器的通带）从 LNA 输出泄漏到混频器 LO 端口并且和自身想混频，则产生类似的效果。应当注意的是，这些直流偏置也存在于外差接收器中，但是大部分由 IF 带通滤波器消除。
因此，直接转换接收器需要适当的方法来去除不需要的直流偏置。 一种简单的方法是在下变频信道中使用交流耦合。 然而，由于目前使用的所有频谱有效的调制方案的频谱在直流处呈现出显著的能量，这些信号都被交流滤波器损坏了。 更好的方法是使用基带模拟（和 / 或）数字信号处理（DSP）技术进行偏置估计和消除。 然而，这些技术增加了复杂性，并且不能在 CMOS 实现中解决与低频下的 1 / f 噪声相关的重要问题。
直接转换接收机中直流偏置问题的自然系统解决方案是通过选择 “无直流” 调制方案来最小化直流附近基带信号的能量，并使用交流耦合进行偏置消除。 尽管 FSK 的频谱效率低下，但是这种方法已经成功地用于具有频移键控（FSK）调制的寻呼机系统。 在姊妹文章中，我们介绍了一种新的光谱高效无直流调制方案。

LO 泄漏

除了引入直流偏置之外，LO 信号到天线的泄漏以及从那里产生的辐射也会对使用相同标准的其他接收机产生带内干扰。 这个问题在同一芯片上制造更多的 RF 接收器部分的时候变得不那么严重了。 使用差分 LO，与天线的网络耦合可接近需要的低电平。

I/Q 失配

如前所述，对于大多数当前使用的调制方案，零差接收机必须包括正交下变频。 这需要将 RF 信号或 LO 输出移动 90°。 由于经过相移的 RF 信号通常需要严格的噪声功率增益权衡，并且对于在高数据速率系统中使用的宽带信号而言尤其困难，因此通常希望 LO 输出进行偏移（图 7）。 在任一种情况下，标称 90° 相移的误差和 I 、Q 信道幅度之间的失配会损坏下变频的信号群，从而增加误码率。 注意，I 和 Q 信道中的电路的所有部分都促成增益和相位不匹配。
为了更好地了解 I / Q 不匹配的影响，并展示使用复数表达的多功能性和便利性，考查正交 LO 产生复信号 xLO（t）= cos（wLOt）-j（1 + e）sin（wLOt + q）。 这里，e 和 q 表示 LO 增益和相位误差。 可以将正交 LO 输出重写为

xLO（t）=1/2[1-(1+ε)e^(jθ)]e(jwLOt)+1/2[1+(1+ε)e^(-jθ)]e(-jwLOt)

理想情况下，复 LO 输出应仅包含负频率。 然而，从上述表达式可以看出，由于增益和相位误差，存在幅度为 | 1 - （1 + e）ejq | / 2 的正频率分量。 该分量导致镜像干扰，如果没有补偿，可能会使接收机性能恶化。 可以分别考虑增益和相位不匹配的影响。用于增益失配的不需要的正频率分量的幅度为 | e | / 2，对于相位失配 | sin（q / 2）|，当相位偏差小的时候可近似为 | q | / 2。
除上述问题外，直接转换接收机对偶数失真敏感。 此外，由于下变频频谱位于零频率附近，器件的闪烁（1 / f）噪声对 SNR 具有深远的影响，这是 CMOS 实现中的一个严重问题。 此外，集成高频低相位噪声信道选择频率合成器难以通过集成电路上提供的低 Q VCO 实现。
尽管存在这些问题，但是自 1991 年以来，Alcatel 已经全面投入使用硅双极技术的数字手机直接转换收发机。 同一家公司最近在全球移动通信系统（GSM）标准组织的硅锗 BiCMOS 工艺中推出了直接转换收发器。 在这些收发机中，使用 DSP 算法来处理与静态和动态直流偏置相关的问题。 这些算法依赖于 GSM 中使用的调制方案的恒定包络属性。 根据作者所知，直接转换收发器尚未在具有非常数包络调制方案的系统中商业使用，而具有非常数包络调制方案在高数据速率通信系统中是必需的。

宽带中频双转换接收机架构

这种适合完全集成的这种替代架构如图 9 所示。 在该接收机中，在预选滤波和放大之后，所有可能的 RF 信道被复混合并下变频为 IF。 如前面图 2 所示，没有镜像问题。 使用可调谐的通道选择频率合成器，从 IF 到基带进行第二次复混频。 在这种复混频器中，通过成对地，适当地相加实乘法器的输出，镜像频率被消除，而期望的频道被增加。 如果 IF 被选择得足够高，则可以从 RF 前端预选滤波器获得附加的镜像抑制。

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比较目前为止所讨论的两种集成解决方案，在两种架构中，在基带处执行信道的选择，给用于多标准接收机应用的可编程集成通道选择滤波器的集成增加了可能性。然而，宽带 IF 架构相对于零差架构具有一些优势，现在将进行讨论。由于不使用第一（RF）合成器而是使用低频（IF）LO 进行信道调谐的事实，RF LO 可以被实现为固定频率晶体振荡器。可以利用几种技术实现具有低 Q 片上组件的低相位噪声固定 LO 。此外，由于使用 IF LO 在较低频率下操作来进行调谐，所以该振荡器的相位噪声性能可以明显优于在零差接收机中使用的可调谐 RF 振荡器的相位噪声性能。此外，由于在宽带 IF 系统中，没有 LO 像输入 RF 载波那样相同的频率运行，所以与 LO 泄漏和时变直流偏置相关联的潜在问题被减弱。尽管在宽带 IF 系统中，第二 LO 与期望的 IF 信道处于相同的频率，但是在自混合的基带处导致的直流偏置相对恒定，并且可以使用自适应信号处理方法来消除。
与 Weaver 技术相似，在这种架构中使用的特定 IR 混合器，具有几个优点。首先，在信号路径中不需要有损耗的无源移相滤波器，以在镜像和期望的频带之间产生正确的相移。第二，再次假设上变频项被删除，镜像拒通带是非常宽的。此外，镜像衰减频带的边缘由第一 LO 的频率设置，这就是第三个优点。如果假设建立了一个多标准的接收机，其中第一个 LO 的频率可以执行一个调整过程以适应不同标准的载波频率，则镜像抑制将遵循第一个 LO，并且可以被认为是自校准 IR 混频器。注意，该 IR 混频器的结构（由四个乘法器和两个加法器组成）与图 3 的复混频器的结构相同。本文给出了基于复信号理论的 IR 混频器的详细分析。
宽带中频接收机的局限性如下。 由于第一个LO频率固定，所有通道必须通过IF级（使用第二个LO选择所需的通道）。 这有两个问题的含义：首先，由于将频道选择移动到较低的频率，IF合成器需要一个具有有更大的频率范围调谐的能力作为基准工作频率百分比的VCO; 第二，通过在IF处去除信道选择滤波器，强相邻信道干扰信号会影响第二混频器级以及基带块，成为一个问题所在。 这意味着对于后一个接收机阶段的动态范围要求更高。 此外，与传统的IR混频器一样，任何I / Q相位和增益失配都会降低接收机的性能。

低中频接收机架构

低IF拓扑结构的理念与双转换宽带IF相似，目的是结合外差接收机和零差接收机的优点。如在宽带IF系统中，如果在外差接收机中采用两个正交下变频路径，则用于将有效信号与不想要的信号（例如镜像信号）分离的所需信息，可以在两个IF信号中获得。
在所提到的不同的低IF拓扑中，优选版本如图10所示。这种架构与宽带IF架构非常相似，尽管两者之间存在着微妙的差异。首先是IF的选择。虽然宽带IF架构中的IF通常很高，但是在低IF系统中，IF被选择为信道带宽的一到二倍。请注意，与它们的零差对应相比，这减轻了这两种架构中的直流偏移问题，只是因为在第一次下变频之后，有效信号不在dc附近。第二，在低IF拓扑结构中，在第一个混频器级之后，使用高采样率模数转换器（ADC）采样低IF信号更为可行。此时的采样需要具有比宽带IF接收机中的IR混频器之后相比，需要的采样率更高的ADC，因为在前一种情况下，所需信号和不需要的镜像信号都被采样。在第一混频器阶段之后，不想要的镜像信号可以比期望的信号大得多。

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尽管低IF架构需要比宽带IF架构更高性能的ADC，但是ADC的信号通道可以在低IF架构中进行交流耦合，无需复变的直流偏置消除电路。 这种低IF拓扑的另一个优点是复IR混频器的一部分在数字域中实现，没有增益和相位I / Q不匹配的问题。 在前面的模拟部分中引入的I / Q不平衡可以使用自适应技术进行校正。 因此，该策略将硬件规范从模拟部分转移到ADC。 由于集成ADC的性能正在迅速提高，因此该架构可能是许多接收机的首选。
最后，应该注意的是，在IF级的数字化接收信号也可以用于传统的外差接收机系统。 这种方法有时被称为数字IF。 在这种架构中，在合理的功耗下，高性能的要求更具挑战性。 尽管避免了外差接收机中典型的第一IF的I和Q不匹配的优点，但是该技术需要一个禁止快速的高线性度的高动态范围的ADC，目前仅限于其基站的利用。

总结

在本教程中，回顾了适用于单芯片收发机的传统和近期的无线接收器架构。 为了简化对这些架构的分析并获得对其结构的更多了解，使用了复数信号表示。 讨论每个架构的优缺点，强调实事求是。